Els versàtils controladors d'intercanvi en calent de 80 V condueixen MOSFET grans; Milloreu la precisió i el límit de corrent de retrocés

Introducció El manteniment rutinari i les actualitzacions a sistemes de computació, xarxes i telecomunicacions d'alta fiabilitat requereixen que les plaques de circuits noves o de recanvi s'insereixin en un bus de 48V (típic) alimentat. Quan una placa de circuit s'insereix en un pla posterior actiu, els condensadors d'entrada de la placa poden treure corrents d'entrada del bus d'alimentació del pla posterior mentre es carreguen. El corrent d'entrada pot danyar permanentment els pins dels connectors i els components de la placa, així com fer fallides en el subministrament del sistema, cosa que provoca el restabliment d'altres plaques del sistema. La nova família LT4256 (LT4256-1 i LT4256-2) proporciona una solució compacta i robusta per eliminar aquests problemes de connexió en calent. El LT4256 està dissenyat per activar el voltatge de subministrament d’una placa de manera controlada, permetent que la placa s’insereixi o s’elimini amb seguretat de la placa posterior amb una tensió d’alimentació de 10.8 V a 80 V. El dispositiu disposa de control de corrent d’entrada programable, retrocés de corrent, llindar de baixa tensió programable amb una tolerància de l’1%, protecció contra sobrecorrent i un senyal de sortida de bona potència que indica quan la tensió de subministrament de sortida està preparada. Els LT4256-1 i LT4256-2 s’ofereixen en un paquet SO de 8 pins i són compatibles amb els pins LT1641-1 i LT1641-2. La família LT4256 actualitza el LT1641 i ofereix diverses especificacions elèctriques superiors (vegeu la taula 1), que requereixen només algunes modificacions de components menors. Taula 1. Diferències entre LT1641 i LT4256. Especificació LT1641 LT4256 Comentaris Llindar UV 1.233V 4V Major referència de l'1% per a una millor immunitat contra el soroll i precisió del sistema Llindar FB 1.233V 3.99V Major referència de l'1% per millorar la immunitat contra el soroll i precisió del sistema TEMPORITZADOR Corrent ± 70% ± 26% Apagat TEMPORITZADOR Més precís V 1.233V 4.65V Tensió de sortida superior per a una millor immunitat contra el soroll GATE IPULLUP 10µA 30µA Corrent superior per acomodar MOSFET o aparells paral·lels de fuites més elevades Resistència GATE 1kΩ 100Ω Compensació diferent per al límit de corrent Loop Foldback ILIM 12mV 14mV Límit de corrent lleugerament diferent Punt de viatge ILIM 47m Seqüència d’engegada del límit de corrent de corrent lleugerament diferent La figura 55 mostra una aplicació LT1 típica. Un transistor de pas MOSFET de canal N (Q1) extern es col·loca al camí d'alimentació per controlar les característiques d'encesa i apagada de la tensió d'alimentació. El condensador C1 controla la velocitat de rotació GATE, R7 proporciona compensació del bucle de control actual i R6 impedeix oscil·lacions d’alta freqüència a Q1. Quan els pins d’alimentació entren en contacte per primer cop, el transistor Q1 es manté apagat. Els pins dels connectors VCC i GND han de ser més llargs que el pin que passa a R1, de manera que es connecten primer i mantenen el LT4256 apagat fins que la placa estigui completament asseguda al seu connector. Quan el voltatge del pin VCC està per sobre del llindar de baixa tensió programat externament, s’activa el transistor Q1 (Figura 2). La tensió al pin GATE augmenta amb un pendent igual a 30µA / C1 i el corrent d’entrada d’alimentació és: on CL és la capacitat de càrrega total. Si el voltatge a través de la resistència de sentit arriba a 55 mV (típic), el corrent d'entrada és limitat pels circuits límit de corrent intern. Figura 1. Aplicació típica. Figura 2. Formes d'ona d'inici. Protecció contra curtcircuits El LT4256 compta amb un límit de corrent de retrocés programable amb un interruptor electrònic que protegeix contra curtcircuits o corrents de càrrega excessius. El límit actual s’estableix col·locant una resistència de detecció (R5) entre VCC i SENSE. Per limitar la dissipació excessiva de potència en el transistor de pas i reduir els pics de tensió a l'alimentació d'entrada durant les condicions de curtcircuit a la sortida, el corrent es replega en funció de la tensió de sortida, que es percep internament al pin FB. Quan la tensió del pin FB és 0V, si la peça entra al límit de corrent, els circuits de límit de corrent condueixen el pin GATE per forçar una caiguda constant de 14mV a través de la resistència de sentit. En condicions de corrent elevat (però no de curtcircuit), ja que la tensió FB augmenta linealment de 0V a 2V, la tensió controlada a través de la resistència de sentit augmenta linealment de 14mV a 55mV (vegeu la figura 3). Amb FB per sobre de 2 V, es manté una constant de 55 mV a través de la resistència de sentit. Figura 3. Tensió del límit de corrent vs tensió del pin FB. Durant l’inici, una gran capacitat de sortida pot fer que el LT4256 entri al límit de corrent. El nivell límit actual quan VOUT és baix és només una quarta part del nivell límit actual en funcionament normal, i és limitat en el temps, de manera que cal una atenció acurada per assegurar un arrencada adequada. El temps màxim que es permet que el LT4256 es mantingui en el límit de corrent el defineix el condensador de pin TIMER. El llindar límit de corrent (durant el funcionament normal) és: on R5 és la resistència de sentit. Per a una resistència de detecció de 0.02 Ω, el límit de corrent s’estableix en 2.75 A i es torna a plegar fins a 700 mA si la sortida és curta a terra. Per a una aplicació de 48V, la dissipació de potència màxima MOSFET en condicions de curtcircuit es redueix de 132W a 33.6W. El LT4256 també compta amb un temps de resposta de sobreintensitat variable. El temps necessari perquè la peça reguli la tensió del pin GATE és proporcional a la tensió de la resistència de sentit, R5. Això ajuda a eliminar la sensibilitat als pics i transitoris actuals que d'una altra manera podrien desencadenar innecessàriament una resposta límit de corrent i augmentar la dissipació de MOSFET. TIMER de límit de corrent El pin TIMER proporciona un mètode per programar el temps màxim que la peça pot funcionar en el límit de corrent. Quan els circuits de límit de corrent no estan actius, el pin TIMER es tira a GND mitjançant una font de corrent de 3µA. Quan el circuit límit de corrent s’activa, es connecta una font de corrent de pujada de 118 µA al pin TIMER i la tensió augmenta amb un pendent igual a 115 µA / C2. Un cop escollit el temps límit de corrent màxim desitjat, el valor del condensador és: Si el pin TIMER arriba a 4.65 V (típic), es fixa el pestell de fallada intern provocant que el GATE es baixi i el pin TIMER sigui descarregat a GND per Font actual de 3µA. El LT4256-1 es bloqueja després d'un error de límit de corrent. El LT4256-2 no es torna a engegar fins que la tensió del pin TIMER cau per sota de 0.65 V (típic). Detecció de baix voltatge El LT4256 utilitza el pin UV (baix voltatge) per controlar el VIN i permetre a l'usuari la major flexibilitat per establir el llindar operatiu. La figura 1 també mostra la programació del nivell UV mitjançant un divisor de resistències (R1 i R2). Si el pin UV passa per sota de 3.6 V, el pin GATE es baixa immediatament fins que la tensió del pin UV passa per sobre de 4V. El pin UV també s'utilitza per restablir el límit de fallada de límit actual després que el LT4256-1 s'hagi bloquejat. Això s'aconsegueix posant a terra el pin UV durant un mínim de 5µs. Reinici automàtic i funcionament de bloqueig Després d'un error actual, el LT4256-2 proporciona un reinici automàtic permetent que Q1 s'encengui quan la tensió del pin TIMER s'ha reduït a 650 mV. Si la condició de sobrecorrent a la sortida persisteix, el cicle es repeteix fins que es relaxa la condició de sobrecorrent. El cicle de treball en condicions de curtcircuit és del 3%, cosa que evita que el Q1 es sobreescalfi (vegeu la figura 4). Figura 4. Formes d'ona de límit de corrent LT4256-2. El LT4256-1 es bloqueja després d'un error de corrent (vegeu la figura 5). Després que el LT4256-1 es tanqui, es pot demanar que es reiniciï en bicicleta UV fins a terra i per sobre de 4V. Aquesta ordre només es pot acceptar després que el pin TIMER es descarregui per sota del llindar de 0.65 V (tipus) (per evitar el sobreescalfament del transistor Q1). Figura 5. Formes d'ona de límit de corrent LT4256-1. Detecció de bona potència El LT4256 inclou un comparador per controlar la tensió de sortida. La tensió de sortida es percep a través del pin FB mitjançant una cadena de resistència externa. Si el pin FB supera els 4.45 V, la sortida del comparador allibera el pin PWRGD perquè pugui ser extret externament. La sortida del comparador (pin PWRGD) és un col·lector obert capaç de funcionar a partir d’una tensió de pujada de fins a 80 V, independent de VCC. Pin GATE El pin GATE està fixat a un màxim de 12.8 V per sobre de la tensió VCC. Aquesta pinça està dissenyada per enfonsar el corrent intern de la bomba de càrrega. S’ha d’utilitzar un díode Zener extern de VOUT a GATE. Quan la tensió d'alimentació d'entrada està entre 12V i 15V, la tensió mínima de la unitat de porta és de 4.5V i s'ha d'utilitzar un MOSFET de nivell lògic. Quan la tensió d'alimentació d'entrada és superior a 20 V, la tensió de la porta d'accés és d'almenys 10 V i es pot utilitzar un MOSFET amb una tensió llindar estàndard. Conclusió El conjunt complet de funcions avançades de protecció i control del LT4256 el fan aplicable en una àmplia varietat de solucions Hot Swap ™. Es pot programar per controlar la velocitat de gir del voltatge de sortida i el corrent d'entrada. Té un llindar de baixa tensió programable i controla la tensió de sortida a través del pin PWRGD. El LT4256 proporciona una solució d’intercanvi en calent senzilla i flexible amb l’addició de només uns quants components externs.

Deixa un missatge 

Llista de missatges