Què passa amb els convertidors digitals de descens: primera part

A la primera part d’aquest article, What's Up with Digital Downconverters — Part 1, hem analitzat l’impuls de la indústria per mostrejar freqüències més altes en bandes de RF de major freqüència i com els convertidors digitals (DDC) poden habilitar aquest tipus d’arquitectura de ràdio. Es van discutir diversos aspectes tècnics relacionats amb el DDC que resideix a la família de productes AD9680. Un d’aquests aspectes va ser que els amples de banda de mostreig d’entrada més elevats permeten arquitectures de ràdio que poden fer mostres directament a freqüències de RF més altes i convertir els senyals d’entrada directament a banda base. El DDC permet que un ADC de mostreig de RF digitalitzi aquests senyals sense la despesa d’una gran quantitat de rendiment de dades. El filtratge de sintonització i decimació que resideix al DDC es pot utilitzar per sintonitzar la banda d'entrada i filtrar les freqüències no desitjades. En aquest lliurament analitzarem amb més deteniment el filtratge de la decimació i l'aplicarem a l'exemple que es va parlar a la primera part. A més, farem una ullada a Virtual Eval, que incorpora el motor ADIsimADC a una nova i renovada eina de simulació de programari. S'utilitzarà Virtual Eval per demostrar fins a quin punt el resultat simulat coincideix amb les dades mesurades de l'exemple. A la primera part, vam examinar un exemple en què vam utilitzar el filtrat de NCO i de decimació al DDC per veure els efectes del plegament i la traducció de freqüències al DDC. Ara veurem més de prop el filtratge de la decimació i com influeix l’aliasing de l’ADC en la resposta efectiva del filtratge de la decimació. Una vegada més, mirarem l'AD9680 com a exemple. Les respostes del filtre de delmament es normalitzen de manera que la resposta es pot veure i entendre i es pot aplicar a cada grau de velocitat. Les respostes del filtre de decimació simplement escalen amb la freqüència de mostreig. A les gràfiques de resposta del filtre incloses aquí, la pèrdua d'inserció específica vs. la freqüència no es dóna exactament, sinó que es mostra figuradament per il·lustrar la resposta aproximada del filtre. Aquests exemples tenen la intenció de proporcionar una comprensió d’alt nivell de les respostes del filtre de desmima per tal d’entendre aproximadament on resideixen la banda de pas del filtre i la banda d’aturada. Recordem que l'AD9680 té quatre DDC que consisteixen en un NCO, fins a quatre filtres en cascada de mitja banda (HB) (que també s'anomenaran filtres de decimació), un bloc de guany opcional de 6 dB i un complex opcional a conversió real com es mostra a la figura 1. Com hem comentat a la primera part, el senyal passa primer pel NCO, que desplaça els tons d’entrada en freqüència, després passa per la decimació, opcionalment pel bloc de guany i, opcionalment, pel complex a la conversió real. Figura 1. Blocs de processament de senyal DDC a l'AD9680. Començarem mirant els filtres de decimació DDC quan el bloc de conversió de complex a real estigui habilitat a l’AD9680. Això significa que el DDC es configurarà per acceptar una entrada real i tenir una sortida real. A l'AD9680, la conversió complexa a real realça automàticament les freqüències d'entrada en freqüència per una quantitat igual a fS / 4. La figura 2 mostra la resposta de pas baix del filtre HB1. Aquesta és la resposta de HB1 que mostra la resposta del domini real i complexa. Per comprendre el funcionament real del filtre, és important veure primer la resposta bàsica del filtre en els dominis reals i complexos, de manera que es pugui veure la resposta de pas baix. El filtre HB1 té una banda de pas del 38.5% de la zona real de Nyquist. També té una banda de parada que és el 38.5% de la zona real de Nyquist i la banda de transició constitueix el 23% restant. De la mateixa manera, en el domini complex, la banda de pas i la banda de parada representen cadascun el 38.5% (77% en total) de la zona complexa de Nyquist, amb la banda de transició el 23% restant. Com il·lustra la figura 2, el filtre és una imatge de mirall entre els dominis reals i complexos. Figura 2. Resposta de filtre HB1: resposta de domini real i complexa. Ara podem observar què passa quan posem el DDC en mode real habilitant el bloc de conversió del complex al real. Habilitar el complex a la conversió real produeix un canvi de fS / 4 al domini de la freqüència. Això es mostra a la figura 3, que mostra el canvi de freqüència i la resposta resultant del filtre. Fixeu-vos en les línies contínues i les línies de punts de la resposta del filtre. La línia contínua i l'àrea ombrejada indiquen que aquesta és la nova resposta del filtre després del desplaçament de freqüència fS / 4 (la resposta del filtre resultant no pot creuar el límit de Nyquist). Les línies de punts es donen per il·lustració per mostrar la resposta del filtre que existiria si no es trobés amb el límit de Nyquist. Figura 3. Resposta del filtre HB1: mode DDC real (conversió complexa a real habilitada). Fixeu-vos que l’amplada de banda del filtre HB1 es manté sense canvis entre les figures 2 i 3. La diferència entre els dos és el desplaçament de freqüència fS / 4 i la freqüència central resultant dins de la primera zona de Nyquist. Tingueu en compte, però, que a la figura 2 tenim un 38.5% de Nyquist per a la porció real del senyal i un 38.5% de Nyquist per a la porció complexa del senyal. A la figura 3, amb el bloc de conversió complex a real habilitat, hi ha un 77% de Nyquist per al senyal real i el domini complex s'ha descartat. La resposta del filtre es manté inalterada a part del desplaçament de freqüència fS / 4. Tingueu en compte, a més, com a producte d’aquesta conversió, que el percentatge de decimació ara és igual a un. La taxa de mostra efectiva continua sent fS, però en lloc de tota la zona de Nyquist només hi ha un 77% de l’amplada de banda disponible a la zona de Nyquist. Això significa que amb el filtre HB1 i el bloc de conversió complex a real habilitat, la taxa de decimació és igual a una (consulteu el full de dades AD9680 per obtenir més informació). A continuació, veurem les respostes del filtre de diferents taxes de decimació (és a dir, habilitant diversos filtres de mitja banda) i com afecta l’aliasing de les freqüències d’entrada ADC a les respostes efectives del filtre de decimació. La resposta de freqüència real de HB1 ve donada per la línia blava contínua de la figura 4. La línia discontínua representa la resposta efectiva d’alias de HB1 a causa dels efectes d’aliasing de l’ADC. A causa del fet que les freqüències entren a 2n, 3r, 4t, etc. Àlies de zones Nyquist a la primera zona Nyquist de l'ADC, la resposta del filtre HB1 es troba efectivament alias a aquestes zones Nyquist. Per exemple, un senyal que resideix a 3fS / 4 s’anomenarà àlies a la primera zona de Nyquist a fS / 4. És important entendre que la resposta del filtre HB1 resideix només a la primera zona de Nyquist i que és l’aliasing de l’ADC el que fa que la resposta efectiva del filtre HB1 aparegui aliasitzada a les altres zones de Nyquist. Figura 4. Resposta efectiva del filtre HB1 a causa de l'aliasing ADC. Vegem ara el cas en què activem HB1 + HB2. Això es tradueix en una proporció de decimació de dos. Un cop més, la resposta de freqüència real dels filtres HB1 + HB2 ve donada per la línia blava contínua. La freqüència central de la banda de pas del filtre encara és fS/4. L'habilitació dels dos filtres HB1 + HB2 dóna com a resultat un ample de banda disponible del 38.5% de la zona de Nyquist. Una vegada més, observeu els efectes d’aliasing de l’ADC i el seu impacte en la combinació de filtres HB1 + HB2. Un senyal que apareix a 7fS / 8 s’anomenarà a la primera zona de Nyquist a fS / 8. De la mateixa manera, un senyal a 5fS / 8 s’anomenarà àlies a la primera zona de Nyquist a 3fS / 8. Aquests exemples amb el bloc de conversió complex a real es poden ampliar fàcilment des de HB1 + HB2 per incloure un o tots dos filtres HB3 i HB4. Tingueu en compte que el filtre HB1 no es pot passar quan el DDC està habilitat mentre que els filtres HB2, HB3 i HB4 es poden habilitar opcionalment. Figura 5. Resposta efectiva del filtre HB1 + HB2 per aliasing ADC (taxa de decimació = 2). Ara que s'ha discutit el funcionament en mode real amb els filtres de decimació habilitats, ara es pot examinar el complex mode d'operació amb el DDC. L'AD9680 es continuarà utilitzant com a exemple. De manera similar al funcionament en mode real del DDC, es presentaran les respostes del filtre de decimació normalitzada. Una vegada més, els gràfics de resposta de filtres d’exemple inclosos aquí no mostren la pèrdua d’inserció específica vs. freqüència, però en canvi mostren figurativament la resposta aproximada del filtre. Això es fa per donar una comprensió d'alt nivell de com les respostes del filtre es veuen afectades per l'aliasing ADC. Amb el DDC en mode complex, es configura per tenir una sortida complexa que consta de dominis de freqüència reals i complexos que normalment es coneixen com I i Q. Recordeu de la figura 2 que el filtre HB1 té una resposta de pas baix amb una banda de pas del 38.5% de la zona real de Nyquist. També té una banda de parada que és el 38.5% de la zona real de Nyquist i la banda de transició constitueix el 23% restant. De la mateixa manera, en el domini complex, la banda de pas i la banda de parada representen cadascun el 38.5% (77% en total) de la zona complexa de Nyquist, amb la banda de transició el 23% restant. Quan s'executa el DDC en mode de sortida complex amb el filtre HB1 activat, la relació de decimació és igual a dos i la freqüència de mostra de sortida és la meitat del rellotge de mostra d'entrada. Ampliant la trama de la figura 2 per mostrar els efectes de l’aliasing de l’ADC tenim el que es mostra a la figura 6. La línia blava contínua representa la resposta del filtre real, mentre que la línia blava de punts representa la resposta efectiva aliasitzada del filtre a causa dels efectes d’aliasing de l’ADC. Un senyal d’entrada a 7fS / 8 s’anomenarà àlies a la primera zona de Nyquist a fS / 8, situant-lo a la banda de pas del filtre HB1. La imatge complexa d’aquest mateix senyal resideix en –7fS / 8 i s’anomenarà àlies al domini complex a –fS / 8, situant-la a la banda de pas del filtre HB1 del domini complex. Figura 6. Resposta efectiva del filtre HB1 a causa de l'aliasing ADC (taxa de decimació = 2) —complex. Seguint endavant, veurem el cas en què s’activen HB1 + HB2, que es mostra a la figura 7. Això es tradueix en una relació de decimació de quatre per a cada sortida I i Q. Un cop més, la resposta de freqüència real dels filtres HB1 + HB2 ve donada per la línia blava contínua. Habilitar els dos filtres HB1 + HB2 dóna lloc a un ample de banda disponible del 38.5% de la zona de Nyquist delmada a cadascun dels dominis reals i complexos (38.5% de fS / 4, on fS és el rellotge de mostra d’entrada). Fixeu-vos en els efectes d’aliasing de l’ADC i el seu impacte en la combinació de filtres HB1 + HB2. Un senyal que apareix a 15fS / 16 s’anomenarà a la primera zona de Nyquist a fS / 16. Aquest senyal té una imatge complexa a –15fS / 16 al domini complex i s’anomenarà a la primera zona de Nyquist al domini complex a –fS / 16. Una vegada més, aquests exemples es poden ampliar als casos en què HB3 i HB4 estan habilitats. Aquests no es mostren en aquest article, però es poden extrapolar fàcilment en funció de la resposta de HB1 + HB2 que es mostra a la figura 7. Figura 7. Resposta efectiva del filtre HB1 + HB2 a causa de l'aliasing ADC (taxa de decimació = 4) —complex. Algunes de les qüestions que ens vénen al cap en mirar totes aquestes respostes del filtre de dècimes poden ser: "Per què delmem?" i "Quin avantatge ofereix?" Les diferents aplicacions tenen requisits diferents que es poden beneficiar de la decimació de les dades de sortida ADC. Una de les motivacions és obtenir una relació senyal-soroll (SNR) sobre una banda de freqüència estreta que resideix en una banda de freqüència de RF. Una altra raó és la menor amplada de banda per processar, cosa que resulta en taxes de carrils de sortida més baixes a la interfície JESD204B. Això pot permetre l'ús d'un FPGA de menor cost. En utilitzar els quatre filtres de decimació, el DDC pot obtenir guanys de processament i millorar el SNR fins a 10 dB. A la taula 1 podem veure l’amplada de banda disponible, la relació de decimació, la velocitat de mostra de sortida i la millora ideal de l’SNR que ofereixen les diferents seleccions de filtres de decimació quan s’utilitza el DDC en modes reals i complexos. Taula 1. Característiques del filtre DDC per a selecció de filtres de decimació AD9680 Sortida complexa Sortida real Àlies Ample de banda protegit Ideal SNR Millora Ràtio de decimació Sortida Freqüència de mostra Ràtio de decimació Sortida Freqüència de mostra HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × fS 1 HB1 + HB2 4 0.25 × fS 2 0.5 × fS 0.1925 × fS 4 HB1 + HB2 + HB3 8 0.125 × fS 4 0.25 × fS 0.09625 × fS 7 HB1 + HB2 + HB3 + HB4 16 0.0625 × fS 8 0.125 × fS 0.048125 × fS 10 Aquesta discussió sobre l’operació DDC ha donat una bona informació sobre els modes de funcionament reals i complexos dels filtres de decimació de l'AD9680. Hi ha diversos avantatges que s’ofereixen mitjançant l’ús del filtratge de la decimació. El DDC pot funcionar en mode real o complex i permet a l'usuari utilitzar diferents topologies de receptors en funció de les necessitats de l'aplicació en particular. Ara es pot combinar amb el que es va comentar a la primera part i ajudar a veure un exemple real amb l'AD1. Aquest exemple ajuntarà les dades mesurades i les simulades de Virtual Eval ™ perquè es puguin comparar els resultats. En aquest exemple s’utilitzaran les mateixes condicions que es van utilitzar a la primera part. La freqüència de mostra d’entrada és de 491.52 MSPS i la freqüència d’entrada és de 150.1 MHz. La freqüència NCO és de 155 MHz i la velocitat de delmament s'estableix en quatre (a causa de la resolució NCO, la freqüència NCO real és de 154.94 MHz). Això es tradueix en una taxa de mostra de sortida de 122.88 MSPS. Com que el DDC està realitzant mescles complexes, el domini de freqüència complexa s'inclou a l'anàlisi. Tingueu en compte que les respostes del filtre de decimació s’han afegit i es mostren en morat fosc a la figura 8. Figura 8. Senyals mentre passen pel bloc de processament de senyals DDC: es mostra el filtratge de dècimes. Espectre després del canvi NCO: la freqüència fonamental passa de +150.1 MHz a –4.94 MHz. La imatge del fonamental canvia de –150.1 MHz i s’envolta a +186.48 MHz. El segon harmònic passa de 2 MHz a 191.32 MHz. El tercer harmònic passa de +3 MHz a –41.22 MHz. Espectre després de la decimació per 2: la freqüència fonamental es manté a –4.94 MHz. La imatge del fonamental es tradueix a –59.28 MHz i es veu atenuada pel filtre de decimació HB2. El segon harmònic es manté a 2 MHz. El tercer harmònic queda atenuat pel filtre de decimació HB3. Spectrum After Decimate per 4: el fonamental es manté a –4.94 MHz. La imatge del fonamental es manté a –59.28 MHz i es veu atenuada pel filtre de decimació HB1. El segon harmònic es manté a –2 MHz i és atenuat pel filtre de decimació HB36.38. El tercer harmònic és filtrat i pràcticament eliminat pel filtre de decimació HB3. La mesura real de l'AD9680-500 es mostra a la figura 9. La freqüència fonamental és a –4.94 MHz. La imatge del fonamental resideix a –59.28 MHz amb una amplitud de –67.112 dBFS, el que significa que la imatge s'ha atenuat aproximadament 66 dB. El segon harmònic resideix a 2 MHz i s’ha atenuat aproximadament entre 36.38 dB i 10 dB. El tercer harmònic s'ha filtrat suficientment per no elevar-se per sobre del sòl del soroll en la mesura. Figura 9. Sortida complexa de senyal FFT després de DDC amb NCO = 155 MHz i decima en 4. Ara es pot utilitzar Virtual Eval per veure com es comparen els resultats simulats amb els resultats mesurats. Per començar, obriu l'eina des del lloc web i seleccioneu un ADC per simular (vegeu la figura 10). L'eina Virtual Eval es troba al lloc web d'Analog Devices a Virtual Eval. El model AD9680 que resideix a Virtual Eval incorpora una nova característica en desenvolupament que permet a l'usuari simular diferents graus de velocitat dels ADC. Aquesta característica és clau per a l'exemple, ja que l'exemple utilitza l'AD9680-500. Un cop es carrega Virtual Eval, el primer missatge és seleccionar una categoria de producte i un producte. Tingueu en compte que Virtual Eval no només cobreix ADC d’alta velocitat, sinó que també té categories de productes per a ADC de precisió, DAC d’alta velocitat i convertidors integrats / especials. Figura 10. Categoria de productes i selecció de productes a Virtual Eval. Seleccioneu l'AD9680 de la selecció de productes. Això obrirà la pàgina principal per a la simulació de l'AD9680. El model Virtual Eval per a l'AD9680 també inclou un diagrama de blocs que ofereix detalls sobre la configuració interna de les funcions analògiques i digitals de l'ADC. Aquest diagrama de blocs és el mateix que es dóna al full de dades de l'AD9680. Des d'aquesta pàgina, seleccioneu la velocitat de velocitat desitjada al menú desplegable que hi ha a la part esquerra de la pàgina. Per a l'exemple aquí, seleccioneu el nivell de velocitat de 500 MHz tal com es mostra a la figura 11. Figura 11. Selecció de grau de velocitat AD9680 i diagrama de blocs a Virtual Eval. A continuació, cal establir les condicions d'entrada per tal de realitzar la simulació FFT (vegeu la figura 12). Recordem que les condicions de prova de l’exemple inclouen una freqüència de rellotge de 491.52 MHz i una freqüència d’entrada de 150 MHz. El DDC està habilitat amb la freqüència NCO configurada a 155 MHz, l’entrada ADC a Real, el complex a conversió real (C2R) està desactivat, la taxa de decimació DDC a Quatre i el guany de 6 dB al DDC Activat. Això significa que el DDC està configurat per a un senyal d’entrada real i un senyal de sortida complex amb una relació de decimació de quatre. El guany de 6 dB al DDC està habilitat per compensar la pèrdua de 6 dB a causa del procés de mescla al DDC. Virtual Eval només mostrarà resultats de soroll o distorsió alhora, de manera que s’inclouen dues trames on una mostra els resultats de soroll (Figura 12) i l’altra mostra els resultats de distorsió (Figura 13). Figura 12. Simulació FFT AD9680 a Virtual Eval: resultats de soroll. Figura 13. Simulació F9680 ADXNUMX a Virtual Eval: resultats de distorsió. Hi ha molts paràmetres de rendiment que es denoten a Virtual Eval. L'eina proporciona les ubicacions harmòniques així com la ubicació de la imatge fonamental, que pot ser molt útil a l'hora de planificar la freqüència. Això pot ajudar a fer una mica més fàcil la planificació de freqüències, ja que permet a l'usuari veure si la imatge fonamental o els tons harmònics apareixen en l'espectre de sortida desitjat. La simulació a Virtual Eval dóna un valor SNR de 71.953 dBFS i un SFDR de 69.165 dBc. Tingueu en compte per un moment, però, que la imatge fonamental normalment no estaria a l’espectre de sortida i, si eliminem aquest esperó, el SFDR és de 89.978 dB (que és de 88.978 dBc quan es refereix a la potència d’entrada –1 dBFS). Figura 14. Resultat de mesura AD9680 FFT. El simulador Virtual Eval no inclou la imatge fonamental quan calcula el SNR. Assegureu-vos d’ajustar la configuració de VisualAnalog ™ per ignorar la imatge fonamental de la mesura per aconseguir el SNR correcte. La idea és planificar la freqüència on la imatge fonamental no estigui a la banda desitjada. El resultat mesurat per a l’SNR és de 71.602 dBFS, que s’acosta bastant al resultat simulat de 71.953 dBFS a Virtual Eval. De la mateixa manera, el SFDR mesurat és de 91.831 dBc, molt a prop del resultat simulat de 88.978 dBc. Virtual Eval fa un treball increïble en predir amb precisió el comportament del maquinari. El comportament del dispositiu es pot predir des de la comoditat d’una bonica cadira amb una bona tassa calenta de cafè o te. Particularment en el cas d’un ADC amb DDC com l’AD9680, Virtual Eval és capaç de simular el rendiment de l’ADC incloent imatges i harmònics prou bé com perquè l’usuari pugui planificar i mantenir aquests senyals no desitjats fora de banda sempre que sigui possible. A mesura que l'agregació de portadors i el mostreig directe de RF continuen augmentant en popularitat, tenir una eina a la caixa d'eines com Virtual Eval és força útil. La capacitat de predir amb precisió el rendiment i el pla de freqüència de l’ADC ajuda els dissenyadors de sistemes a planificar adequadament un disseny de freqüència en aplicacions com ara sistemes de comunicacions, així com sistemes de radar militar / aeroespacial i molts altres tipus d’aplicacions. Us animo a aprofitar les funcions de processament de senyal digital dels ADC d'última generació de Analog Devices.

Deixa un missatge 

Llista de missatges