Disseny de ràdio de factor de forma petit de bandes X i Ku

Molts sistemes d'electrònica aeroespacial i de defensa en els camps de satcom, radar i EW/SIGINT requereixen des de fa temps l'accés a una part, o a totes, de les bandes de freqüència X i Ku. A mesura que aquestes aplicacions es traslladen a plataformes més portàtils, com els vehicles aeris no tripulats (UAV) i les ràdios portàtils, és fonamental desenvolupar nous dissenys de ràdio de baix consum i factor de forma petit que operen a les bandes X i Ku, tot mantenint nivells molt alts de rendiment. Aquest article descriu una nova arquitectura IF d'alta freqüència que redueix dràsticament la mida, el pes, la potència i el cost del receptor i del transmissor sense afectar les especificacions del sistema. La plataforma resultant també és més modular, flexible i definida per programari que els dissenys de ràdio existents. Introducció En els darrers anys, hi ha hagut un impuls cada vegada més gran per aconseguir amplades de banda més àmplies, un rendiment més alt i una potència inferior en els sistemes de RF, tot augmentant el rang de freqüències i disminuint la mida. Aquesta tendència ha estat el motor de les millores tecnològiques, que han permès una integració més gran dels components de RF de la que s'havia vist abans. Hi ha molts motors que impulsen aquesta tendència. Els sistemes de Satcom estan veient velocitats de dades desitjades de fins a 4 Gbps per suportar la transmissió i recepció de terabytes de dades recollides per dia. Aquest requisit està empenyent els sistemes a funcionar a la banda Ku i Ka a causa del fet que amples de banda més amplis i velocitats de dades més altes són més fàcils d'aconseguir a aquestes freqüències. Aquesta demanda significa una major densitat de canals i un ample de banda més ampli per canal. Una altra àrea d'augment dels requisits de rendiment és la intel·ligència de senyals i EW. Les taxes d'escaneig d'aquests sistemes estan augmentant, la qual cosa impulsa la necessitat de sistemes que tinguin un PLL de sintonització ràpida i una àmplia cobertura d'ample de banda. L'impuls cap a una mida, pes i potència més baixa (SWaP) i sistemes més integrats prové del desig d'utilitzar dispositius portàtils al camp, així com d'augmentar la densitat de canals en grans sistemes d'ubicació fixa. L'avenç de les matrius en fases també es permet mitjançant una major integració dels sistemes de RF en un sol xip. A mesura que la integració empeny els transceptors cada cop més petits, permet a cada element d'antena el seu propi transceptor, que al seu torn permet la progressió de la formació de feix analògic a la formació de feix digital. La formació de feixos digital ofereix la possibilitat de fer un seguiment de diversos feixos alhora des d'una sola matriu. Els sistemes de matriu per fases tenen una infinitat d’aplicacions, ja sigui per radars meteorològics, aplicacions EW o comunicacions dirigides. En moltes d'aquestes aplicacions, la conducció a freqüències més altes és inevitable, ja que l'entorn del senyal a freqüències més baixes es torna més congestionat. En aquest article, aquests reptes s'aborden mitjançant una arquitectura altament integrada basada en el transceptor AD9371 com a receptor i transmissor FI, que permet eliminar tota una etapa FI i els seus components associats. S'inclou una comparació entre els sistemes tradicionals i aquesta arquitectura proposada, així com exemples de com aquesta arquitectura es pot implementar mitjançant un procés de disseny típic. Concretament, l'ús d'un transceptor integrat permet una planificació avançada de freqüència que no està disponible en un transceptor d'estil superheterodí estàndard. Visió general de l'arquitectura superheterodina L'arquitectura superheterodina ha estat l'arquitectura escollida durant molts anys a causa de l'alt rendiment que es pot aconseguir. Una arquitectura de receptor superheterodina consta típicament d'una o dues etapes de mescla, que s'alimenten a un convertidor analògic a digital (ADC). A la figura 1 es pot veure una arquitectura de transceptor superheterodina típica.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= "Figura 1" amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 1. Les cadenes de senyal superheterodinas tradicionals de banda X i Ku reben i transmeten. La primera etapa de conversió convertidors ascendents o descendents converteix les freqüències RF d’entrada a un espectre fora de banda. La freqüència del primer IF (freqüència intermèdia) depèn de la freqüència i la planificació de l'esperó, així com del rendiment del mesclador i dels filtres disponibles per a la part frontal de RF. El primer IF es tradueix a una freqüència inferior que l'ADC pot digitalitzar. Tot i que els ADC han fet avenços impressionants en la seva capacitat de processar amplades de banda més altes, el seu límit superior avui és d'uns 2 GHz per obtenir un rendiment òptim. A freqüències d'entrada més altes, hi ha compensacions en el rendiment vs. la freqüència d'entrada que cal tenir en compte, així com el fet que les taxes d'entrada més altes requereixen velocitats de rellotge més altes, que augmenten la potència. A més dels mescladors, hi ha filtres, amplificadors i atenuadors de pas. El filtratge s'utilitza per rebutjar senyals no desitjats fora de banda (OOB). Si no es marquen, aquests senyals poden generar espuri que cau sobre el senyal desitjat, cosa que fa que sigui difícil o impossible la demodulació. Els amplificadors estableixen la xifra de soroll i el guany del sistema, proporcionant una sensibilitat adequada per rebre senyals petits, tot i que no proporcionen tant que l'ADC es saturi. Una cosa addicional a tenir en compte és que aquesta arquitectura sovint requereix filtres d'ona acústica de superfície (SAW) per complir els requisits de filtratge durs per a l'antialiasing a l'ADC. Amb els filtres SAW, s'aconsegueix un desplaçament pronunciat per complir aquests requisits. No obstant això, també s’introdueixen un retard important i una ondulació. Un exemple de pla de freqüència del receptor superheterodí per a la banda X es mostra a la figura 2. En aquest receptor, es desitja rebre entre 8 GHz i 12 GHz amb una amplada de banda de 200 MHz. L'espectre desitjat es barreja amb un oscil·lador local ajustable (LO) per generar un FI a 5.4 GHz. L'IF de 5.4 GHz es barreja amb un LO de 5 GHz per produir l'IF final de 400 MHz. L'IF final oscil·la entre 300 MHz i 500 MHz, que és un rang de freqüències on molts ADC poden funcionar bé.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= "Figura 2" amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 2. Exemple de pla de freqüències per a un receptor de banda X. Especificacions del receptor: què importa A part de les conegudes especificacions de guany, xifra de soroll i punt d’intercepció de tercer ordre, algunes especificacions típiques que influeixen en la planificació de freqüències de qualsevol arquitectura de receptors inclouen el rebuig d’imatges, el rebuig IF, l’espuri autogenerat i la radiació LO. Esperons d'imatge: RF fora de la banda d'interès que es barreja amb LO per generar to en IF. Esperons IF: RF a la freqüència IF que s'enfila a través del filtrat abans del mesclador i apareix com un to al IF. Radiació LO: RF del LO que surt al connector d'entrada de la cadena del receptor. La radiació LO proporciona un mitjà de ser detectada, fins i tot quan es fa una operació de només recepció (vegeu la figura 3).       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435 ' alt='Figura 3'&; ampli;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 3. La radiació LO es filtra per l'extrem frontal. Espuri generat per si mateix: esper a IF que resulta de la barreja de rellotges o oscil·ladors locals dins del receptor. Les especificacions de rebuig d'imatges s'apliquen tant a la primera com a la segona etapa de barreja. En una aplicació típica per a la banda X i Ku, la primera etapa de mescla es pot centrar al voltant d'un IF elevat en el rang de 5 GHz a 10 GHz. Aquí és desitjable un IF elevat, a causa del fet que la imatge cau a Ftune + 2 × IF, tal com es mostra a la figura 4. Així, com més gran sigui el FI, més lluny caurà la banda de la imatge. Aquesta banda d'imatge s'ha de rebutjar abans de colpejar el primer mesclador, en cas contrari, l'energia fora de banda en aquest rang apareixerà com a espúria al primer IF. Aquesta és una de les raons principals per les quals s'utilitzen normalment dues etapes de mescla. Si hi hagués una única etapa de mescla, amb l'IF en els centenars de MHz, la freqüència de la imatge seria molt difícil de rebutjar a la part frontal del receptor.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ampli;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Figura 4'& ampli;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 4. Imatges barrejades en IF. També existeix una banda d'imatge per al segon mesclador quan es converteix el primer IF al segon IF. Com que el segon IF té una freqüència més baixa (des d'uns quants centenars de MHz fins a 2 GHz), els requisits de filtratge del primer filtre IF poden variar bastant. Per a una aplicació típica on el segon IF és d'uns quants centenars de MHz, el filtratge pot ser molt difícil amb un primer IF d'alta freqüència, que requereix grans filtres personalitzats. Aquest pot ser sovint el filtre més difícil de dissenyar del sistema, a causa de l’alta freqüència i els requisits de rebuig típicament estrets. A més del rebuig d'imatges, els nivells de potència LO que tornen del mesclador al connector d'entrada de recepció s'han de filtrar de manera agressiva. Això garanteix que l'usuari no es pugui detectar a causa de la potència radiada. Per aconseguir-ho, el LO s'ha de col·locar ben fora de la banda de pas de RF per garantir que es pugui realitzar un filtratge adequat. Presentació de l'arquitectura High IF L'última oferta de transceptors integrats inclou l'AD9371, un transceptor de conversió directa de 300 MHz a 6 GHz amb dos canals de recepció i dos de transmissió. L'amplada de banda de recepció i transmissió és ajustable des de 8 MHz fins a 100 MHz i es pot configurar per a l'operació dúplex per divisió de freqüència (FDD) o dúplex per divisió de temps (TDD). La peça s'allotja en un paquet de 12 mm2 i consumeix ~3 W de potència en mode TDD, o ~5 W en mode FDD. Amb l'avenç de les calibracions de correcció d'errors de quadratura (QEC), s'aconsegueix un rebuig d'imatge de 75 dB a 80 dB.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ampli;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Figura 5'& ampli;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 5. AD9371 diagrama de blocs de transceptors de conversió directa. L'avenç del rendiment dels circuits integrats transceptors integrats ha obert una nova possibilitat. L'AD9371 incorpora el segon mesclador, segon filtrat i amplificació IF i ADC d'atenuació variable, així com el filtratge digital i el delmat de la cadena del senyal. En aquesta arquitectura, l'AD9371, que té un rang de sintonització de 300 MHz a 6 GHz, es pot sintonitzar a una freqüència entre 3 GHz i 6 GHz i rebre directament el primer FI (vegeu la figura 6). Amb un guany de 16 dB, NF de 19 dB i OIP3 de 40 dBm a 5.5 GHz, l'AD9371 s'especifica idealment com a receptor FI.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435 ' alt='Figura 6'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 6. Transceptor de banda X o Ku amb AD9371 com a receptor FI. Amb l'ús del transceptor integrat com a receptor FI, ja no hi ha cap preocupació per la imatge a través del segon mesclador, com és el cas del receptor superheterodí. Això pot reduir molt el filtrat necessari a la primera tira IF. Tot i això, encara hi ha d’haver algun filtratge per tenir en compte els efectes de segon ordre al transceptor. La primera tira IF ara hauria de proporcionar un filtratge a dues vegades la primera freqüència IF per negar aquests efectes, una tasca molt més fàcil que filtrar la segona imatge i la segona LO, que pot estar tan a prop de diversos centenars de MHz. Aquests requisits de filtratge solen abordar-se amb filtres LTCC petits i de baix cost. Aquest disseny també proporciona un alt nivell de flexibilitat al sistema i es pot reutilitzar fàcilment per a diferents aplicacions. Una manera d'oferir flexibilitat és en la selecció de freqüència IF. Una regla general per a la selecció d'IF és posar-lo en un rang que sigui d'1 GHz a 2 GHz superior a l'ample de banda de l'espectre desitjat mitjançant el filtratge frontal. Per exemple, si el dissenyador desitja 4 GHz d'amplada de banda de l'espectre de 17 GHz a 21 GHz a través del filtre frontal, el IF es pot col·locar a una freqüència de 5 GHz (1 GHz per sobre de l'amplada de banda desitjada de 4 GHz). Això permet un filtratge realitzable a la part frontal. Si només es desitja una amplada de banda de 2 GHz, es podria utilitzar un IF de 3 GHz. A més, a causa de la naturalesa definible pel programari de l’AD9371, és fàcil canviar l’IF sobre la marxa per a aplicacions de ràdio cognitiva, on es poden evitar els senyals de bloqueig a mesura que es detecten. L'amplada de banda fàcilment ajustable de l'AD9371 de 8 MHz a 100 MHz permet evitar interferències a prop del senyal d'interès. Amb l'alt nivell d'integració en l'arquitectura d'alta FI, acabem amb una cadena de senyal de receptor que ocupa aproximadament el 50% de l'espai necessari per a un superheterodí equivalent, alhora que disminueix el consum d'energia en un 30%. A més, l’arquitectura IF alta és un receptor més flexible que l’arquitectura superheterodina. Aquesta arquitectura és un facilitador per als mercats d'SWaP baix on es desitja una mida petita sense pèrdua de rendiment. Planificació de la freqüència del receptor amb l'arquitectura d'alta FI Un dels avantatges de l'arquitectura d'alta FI és la capacitat d'ajustar l'IF. Això pot ser especialment avantatjós quan s'intenta crear un pla de freqüències que eviti qualsevol estímul que interfereixi. Es pot produir un espolón interferent quan el senyal rebut es barreja amb el LO del mesclador i genera un espolón m × n que no és el to desitjat dins de la banda FI. El mesclador genera senyals de sortida i espuelas segons l'equació m × RF ± n × LO, on m i n són nombres enters. El senyal rebut crea un esperó m × n que pot caure a la banda FI i, en determinats casos, el to desitjat pot provocar un espolón de creuament a una freqüència determinada. Per exemple, si observem un sistema dissenyat per rebre de 12 GHz a 16 GHz amb un IF a 5.1 GHz, com a la figura 7, les freqüències d'imatge m × n que fan que aparegui un esperó en banda es poden trobar amb la següent equació : & ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='Figura 7'& ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;gt; Figura 7. Receptor i transmissor de 12 GHz a 16 GHz amb arquitectura FI alta. En aquesta equació, RF és la freqüència RF a l'entrada del mesclador, que fa que caigui un to a l'IF. Utilitzem un exemple per il·lustrar. Si el receptor està sintonitzat a 13 GHz, això significa que la freqüència LO és de 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Connectant aquests valors a l'equació anterior i deixant que m i n oscil·lin entre 0 i 3, obtenim l'equació següent per a RF: Els resultats es troben a la taula següent: Taula 1. M × N Taula falsa per a 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 A la taula, la primera fila/quarta columna mostra el senyal de 13 GHz desitjat, que és el resultat d'un producte 1 × 1 al mesclador. La cinquena columna / quarta fila i la vuitena columna / tercera fila mostren freqüències de banda potencialment problemàtiques que poden aparèixer com a esperons de banda. Per exemple, un senyal de 15.55 GHz es troba dins de l'interval desitjat de 12 a 16 GHz. Un to a 15.55 GHz a l'entrada es barreja amb el LO, per generar un to de 5.1 GHz (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). Les altres files (2, 3, 4, 6, 7 i 9) també poden suposar un problema, però com que estan fora de banda, es poden filtrar pel filtre de pas de banda d'entrada. El nivell de l'esperó depèn de diversos factors. El factor principal és el rendiment del mesclador. Com que un mesclador és inherentment un dispositiu no lineal, hi ha molts harmònics generats dins de la peça. Depenent de com s'ajustin els díodes de l'interior del mesclador i de com estigui optimitzat el mesclador per a un rendiment espúre, es determinaran els nivells de sortida. Normalment s'inclou un gràfic d'esperons del mesclador al full de dades i pot ajudar a determinar aquests nivells. A la taula 2 es mostra un exemple d'un gràfic d'esperons del mesclador per a l'HMC773ALC3B. El gràfic especifica el nivell dBc de les espuelas en relació amb el to 1 × 1 desitjat. Taula 2. Gràfic d'esperó del mesclador per HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Amb aquest gràfic d’esperons, juntament amb una extensió de l’anàlisi que es va fer a la taula 1, podem generar una imatge completa del que m × n tons d'imatge poden interferir amb el nostre receptor i a quin nivell. Es pot generar un full de càlcul amb una sortida similar a la que es mostra a la figura 8.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435 ' alt='Figura 8'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 8. imatges m × n per a un receptor de 12 GHz a 16 GHz. A la figura 8, la part blava mostra l'amplada de banda desitjada. Les línies mostren diferents m × n imatges i els seus nivells. A partir d'aquest gràfic, és fàcil veure quins requisits de filtratge es necessiten abans del mesclador per tal de complir els requisits d'interferència. En aquest cas, hi ha diversos espols d'imatge que cauen en banda i no es poden filtrar. Ara veurem com la flexibilitat de l’alta arquitectura IF ens permet treballar al voltant d’alguns d’aquests esperons, cosa que l’arquitectura superheterodina no es permet. Evitar interferències en el mode receptor El gràfic de la figura 9 mostra un pla de freqüències similar que oscil·la entre 8 GHz i 12 GHz, amb un FI predeterminat a 5.1 GHz. Aquest gràfic ofereix una visió diferent de les espuelas del mesclador, mostrant la freqüència de sintonització central vs. m × n freqüència d'imatge, a diferència del nivell d'esperó com es mostra anteriorment. La línia diagonal en negreta 1: 1 d’aquest gràfic mostra l’esperó 1 × 1 desitjat. Les altres línies del gràfic representen les imatges m × n. Al costat esquerre d'aquesta figura hi ha una representació sense flexibilitat en l'afinació FI. L'IF es fixa a 5.1 GHz en aquest cas. Amb una freqüència de sintonització de 10.2 GHz, un esperó d’imatge 2 × 1 creua el senyal desitjat. Això vol dir que si esteu sintonitzats a 10.2 GHz, hi ha una bona probabilitat que un senyal proper pugui bloquejar la recepció del senyal d'interès. La trama correcta mostra una solució a aquest problema amb l'ajustament FI flexible. En aquest cas, l'IF canvia de 5.1 GHz a 4.1 GHz prop de 9.2 GHz. Això evita que es produeixi l'esperó de creuament.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435 ' alt='Figura 9'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 9. M × n esperó creuat sense flexibilitat IF (superior) i evitant el creuament amb afinació IF (inferior). Aquest és només un exemple senzill de com es poden evitar els senyals de bloqueig amb l'arquitectura de FI alta. Quan es combina amb algorismes intel·ligents per determinar interferències i calcular noves freqüències potencials de FI, hi ha moltes maneres possibles de fer un receptor que s'adapti a qualsevol entorn espectral. És tan senzill com determinar un IF adequat dins d'un rang determinat (normalment de 3 GHz a 6 GHz), després recalcular i programar el LO basat en aquesta freqüència. Planificació de la freqüència del transmissor amb l'arquitectura IF alta Igual que amb la planificació de freqüència de recepció, és possible aprofitar la naturalesa flexible de l'arquitectura IF alta per millorar el rendiment espuri del transmissor. Mentre que pel costat del receptor, el contingut de freqüència és una mica impredictible. Pel que fa a la transmissió, és més fàcil predir els errors en la sortida del transmissor. Aquest contingut de RF es pot predir amb l'equació següent: Quan l'IF està predefinit i determinat per la freqüència de sintonització de l'AD9371, el LO es determina per la freqüència de sortida desitjada. Es pot generar un gràfic de mescladors similar al que es va fer per al canal receptor al costat de la transmissió. A la figura 10 es mostra un exemple. En aquest gràfic, els espols més grans són la imatge i les freqüències LO, que es poden filtrar als nivells desitjats amb un filtre de pas de banda després del mesclador. En els sistemes FDD on la sortida espúria pot insensibilitzar un receptor proper, els esperons en banda poden ser problemàtics i és aquí on la flexibilitat de l’afinació IF pot ser útil. A l'exemple de la figura 10, si s'utilitza un FI estàtic de 5.1 GHz, hi haurà un espolón de creuament a la sortida del transmissor, que estarà prop de 15.2 GHz. Ajustant l'IF a 4.3 GHz a una freqüència de sintonització de 14 GHz, es pot evitar l'esperó de creuament. Això es representa a la figura 11.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435 ' alt='Figura 10'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 10. Sortida falsa sense filtre.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435 ' alt='Figura 11'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 11. L'IF estàtic provoca l'esperó de creuament (superior), l'afinació d'IF per evitar l'esperó de creuament (inferior). Exemple de disseny: sistema FDD de banda ampla Per mostrar el rendiment que es pot aconseguir amb aquesta arquitectura, es va construir un prototip de sistema FDD de receptor i transmissor amb components Analog Devices disponibles i es va configurar per a un funcionament de 12 GHz a 16 GHz a la banda de recepció, i operació de 8 GHz a 12 GHz a la banda de transmissió. Es va utilitzar un IF de 5.1 GHz per recollir dades de rendiment. El LO es va establir en un rang de 17.1 GHz a 21.1 GHz per al canal de recepció i de 13.1 GHz a 17.1 GHz per al canal de transmissió. El diagrama de blocs del prototip es mostra a la figura 12. En aquest diagrama, es mostra la placa del convertidor X i Ku a l'esquerra i la targeta d'avaluació AD9371 es mostra a la dreta.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435 ' alt='Figura 12'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 12. Diagrama de blocs per al sistema prototip FDD del receptor i transmissor de bandes X i Ku. Les dades de guany, xifra de soroll i IIP3 es van recollir al convertidor de baixada de recepció i es mostra a la figura 13 (a dalt). En general, el guany va ser de ~ 20 dB, NF de ~ 6 dB i IIP3 de ~ –2 dBm. Es podria aconseguir una mica d'anivellament de guany addicional amb l'ús d'un equalitzador, o es podria realitzar una calibració de guany utilitzant l'atenuador variable de l'AD9371.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435 ' alt='Figura 13'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 13. Dades del receptor de banda Ku (superior), dades del transmissor de banda X (inferior). També es va mesurar el convertidor de transmissió, registrant el seu guany, 0 P1dB i OIP3. Aquestes dades es representen en freqüència a la figura 13 (a sota). El guany és ~ 27 dB, P1 dB ~ 22 dBm i OIP3 ~ 32 dBm. Quan aquesta placa està acoblada amb el transceptor integrat, les especificacions generals de recepció i transmissió són les que es mostren a la taula 3. Taula 3. Taula de rendiment general del sistema Rx, 12 GHz a 16 GHz Tx, 8 GHz a 12 GHz Guany 36 dB Potència de sortida 23 dBm Soroll Figura 6.8 dB Soroll sòl –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 Pin 31 dBm, màxim (sense AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Potència 3.4 W Potència 4.2 W En general, el rendiment del receptor està en línia amb una arquitectura superheterodina, mentre que la potència es redueix molt. . Un disseny superheterodí equivalent consumiria més de 5 W per a la cadena del receptor. A més, el tauler prototip es va fabricar sense prioritat per reduir la mida. Amb tècniques de disseny de PCB adequades, a més d'integrar l'AD9371 al mateix PCB que el convertidor de baixada, la mida total d'una solució que utilitza aquesta arquitectura es podria condensar a només 4 a 6 polzades quadrades. Això mostra un estalvi significatiu de mida respecte a una solució superheterodina equivalent, que s'acostaria més a 8 a 10 polzades quadrades.

Deixa un missatge 

Llista de missatges